BUCK 降压电路和 LDO 稳压方案：BUCK 通过高频开关和储能元件实现高效率的电压转换，LDO 则通过线性调整管消耗多余的电压，获得简单、低噪声的直流输出。

这里展示不同的电路模块，有BUCK、LDO它们解决的是同一个问题，却采用了完全不同的物理机制，BOOST电路下一篇文章讲一讲。

一、BUCK：把电压切碎，再重新滤平

BUCK 是一种最基础、也最常用的 DC-DC 降压变换器。它的核心思想是通过 MOSFET 周期性地接通和切断输入电源，再利用电感和电容将脉冲能量转换成相对稳定的直流输出。

先了解MOS下管，MOSFET 分为 N 沟道 和 P 沟道 两种类型，箭头往里面指就是NMOS管，往外面指就是PMOS管。

以PMOS管为例，当控制信号为低电平，MOSFET导通，供电；高电平，MOSFET截至，切断电源。

在了解一下稳压二极管，齐纳二极管是专门设计工作在反向击穿状态下的。它的正常工作就是利用可逆的电击穿特性，在击穿后，无论电流在一定范围内如何变化，其两端电压能保持相对稳定，从而实现稳压功能。

BZT52C16中文资料__稳压二极管_数据手册下载

当然，稳压二极管同样有电流上限。如果反向电流超过其额定最大值，它也会因过热而发生热击穿，永久损坏。

最基本的BUCK功率级只需要四个元件：一个有源开关（MOSFET）、一个无源开关（二极管或同步整流MOSFET）、一个滤波电感、一个滤波电容。输入接VgV_g，输出接负载RR。

开关导通时，电感左端接到 VgV_g，右端是输出 VoV_o（忽略导通压降），电感两端承受正向电压 Vg−VoV_g - V_o，电感电流线性上升，同时给输出电容和负载供能。开关关断时，电感通过续流路径将左端拉到约 0V，电感两端承受反向电压 −Vo-{V_o}，电流线性下降，储存在电感中的能量释放给负载。输出电容的作用是在开关状态切换期间维持输出电压的连续。

TPS5430内部框图详细分析

二、BUCK 的核心：电感伏秒平衡

BUCK 的关键并不是某一条孤立的公式，而是电感的伏秒平衡。电感的基本关系为：

VL=LdiLdtV_L=L\frac{di_L}{dt}

这意味着电感两端的电压决定电流变化的速度。稳态运行时，电感电流在每个开关周期结束后必须回到周期开始时的值，否则电流会逐周期累积，最终可能引起电感饱和或触发过流保护。

设开关周期为 TsT_s，开关频率为 fs=1/Tsf_s=1/T_s，占空比为 DD，则主开关导通时间为 DTsDT_s，关断时间为 (1−D)Ts(1-D)T_s。在理想连续导通模式（CCM）下，导通期间电感两端电压为 VIN−VOUTV_{IN}-V_{OUT}，关断期间电感两端电压约为 −VOUT-V_{OUT}。根据一个周期内电感电压的时间积分为零，可以得到：

(VIN−VOUT)DTs−VOUT(1−D)Ts=0(V_{IN}-V_{OUT})DT_s-V_{OUT}(1-D)T_s=0

整理后得到 BUCK 最重要的关系式：

VOUT=DVIN\boxed{V_{OUT}=DV_{IN}}

也就是说，在理想 CCM 条件下，输出电压等于输入电压乘以占空比。例如，输入电压为 12V{12V}，希望得到 5V{5V} 输出，则理想占空比为：

D=VOUTVIN=512≈0.417D=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}}=\frac{5}{12}\approx0.417

控制器只需要通过调节占空比，就可以改变输出电压。不过，这个关系式建立在理想器件和稳态 CCM 的前提下。实际电路还存在 MOSFET 导通压降、二极管正向压降、电感电阻和开关损耗，因此输出电压并不总是严格等于 DVINDV_{IN}。

当负载较轻、电感电流在关断期间降到零时，电路可能进入断续导通模式（DCM）。此时，一个周期内包含导通、续流以及电流为零三个阶段，输出电压的转换关系会受到负载、电感量和开关频率影响，不能再直接使用 VOUT=DVINV_{OUT}=DV_{IN} 计算。

三、从公式走向元件选型：电感与电容

占空比决定理想输出电压，而电感量主要决定电感电流纹波。由电感基本关系可知，在理想 CCM 下，电感电流的峰峰值纹波可以写成：

ΔIL=(VIN−VOUT)DfsL\Delta I_L=\frac{(V_{IN}-V_{OUT})D}{f_sL}

利用 VOUT=DVINV_{OUT}=DV_{IN}，也可以写成：

ΔIL=VOUT(1−D)fsL\Delta I_L=\frac{V_{OUT}(1-D)}{f_sL}

因此，电感量可以初步估算为：

L=VOUT(1−D)fsΔILL=\frac{V_{OUT}(1-D)}{f_s\Delta I_L}

工程上常把电感纹波电流设定为最大输出电流的约 20%∼40%，具体比例取决于效率、体积、瞬态响应和成本要求。纹波较小，通常意味着需要更大的电感；纹波较大，则可能增加峰值电流、导通损耗和输出纹波。

选定电感量后，还要检查饱和电流、额定 RMS 电流、直流电阻和磁芯损耗。电感饱和电流应高于设计中可能出现的峰值电流，并为瞬态和限流情况留出合理余量。

输出电容则主要负责平滑输出电压，并在负载突然变化时暂时补充电流。在理想化的 CCM BUCK 中，若忽略其他寄生效应，输出纹波可以近似估算为：

ΔVOUT≈ΔIL(ESR+18fsCo)\Delta V_{OUT}\approx\Delta I_L\left(ESR+\frac{1}{8f_sC_o}\right)

其中，ESRESR 是电容等效串联电阻，CoC_o 是输出电容。第一项表示电感纹波电流流过 ESR 产生的电压变化，第二项表示电容充放电引起的电压变化。

但电容选型不能只看稳态纹波。负载电流突然增加时，电感电流无法瞬间上升，输出电容必须先承担额外负载。忽略 ESR 并假设电感电流在短时间内变化不大，可以用下式估算电压跌落：

ΔVOUT≈ΔIloadΔtCo\Delta V_{OUT}\approx\frac{\Delta I_{\text{load}}\Delta t}{C_o}

其中，ΔIload\Delta I_{\text{load}} 为负载电流变化量，Δt\Delta t 为控制环路使电感电流跟上负载所需的时间。实际选型还需要考虑电容的直流偏压降额、容差、温度特性、纹波电流额定值以及控制器对输出电容的要求。

开关频率同样是一项重要的设计取舍。频率提高通常能够减小所需的电感和电容，但也会增加开关损耗、驱动损耗，并可能使 EMI 设计更加困难。因此，不能单纯追求更高频率，而应根据输入输出条件、功率等级和器件特性选择合适的工作频率。

四、反馈控制：让输出电压稳定下来

前面的 Vo=DVINV_o=DV_{IN} 描述的是理想功率级的稳态关系。实际输入电压和负载都会变化，电源需要通过反馈控制实时调节占空比，才能保持输出稳定。

电压模式控制直接采样输出电压，将误差信号与锯齿波比较产生 PWM。它的功率级包含 LC 滤波器形成的双极点，在谐振频率附近会带来较大的相位滞后，因此通常需要更复杂的环路补偿，例如采用 Type III 补偿网络。

峰值电流模式控制则在电压外环之外增加电感电流内环。控制器根据电流检测信号决定每个周期的关断时刻，使功率级的控制特性更容易处理，通常可以使用相对简单的 Type II 补偿。它还便于实现逐周期限流。不过，当占空比超过 50% 时，峰值电流模式可能出现次谐波振荡，通常需要通过斜坡补偿解决。

另一类常见方式是恒定导通时间（COT）控制。它通过固定导通时间，并根据输出反馈决定何时开始下一次导通，能够实现较快的负载瞬态响应。但其开关频率可能随输入电压、输出电压和负载变化，纹波注入及稳定性也需要结合具体控制器设计。

这些控制方式并不存在绝对的优劣。电压模式适合相应的功率级和控制需求，电流模式便于电流控制与限流，COT 则常用于强调瞬态响应的场景。实际选型需要结合控制器数据手册、补偿要求、负载范围和 EMI 约束判断。

五、效率、同步整流与多相设计

BUCK 的主要损耗包括 MOSFET 导通损耗、开关损耗、电感铜损和磁芯损耗。MOSFET 的导通损耗可以粗略表示为：

Pcond=IRMS2RDS(on)P_{\text{cond}}=I_{\text{RMS}}^2R_{\text{DS(on)}}

在低压、大电流应用中，续流二极管的正向压降会带来明显损耗。同步整流 BUCK 使用另一颗 MOSFET 替代续流二极管，使导通压降从二极管近似固定的正向压降，变为与电流和导通电阻有关的压降。这通常能够提升效率，但需要合理控制上下管的切换时序，避免两管同时导通造成直通电流。

轻载时，如果同步整流 MOSFET 仍然强制导通，电感电流可能反向，带来额外损耗。因此，许多控制器会使用过零检测、跳周期或轻载降频等方式改善轻载效率。在更高电流的场景中，还可以采用多相交错并联，把负载电流分配到多个功率级，降低单相电流和热应力，并通过相位交错减小总输出纹波。

六、LDO：用线性调整换取干净的电源

LDO（Low-Dropout Regulator，低压差线性稳压器）通过调整管在线性区域内工作，控制输入与输出之间的压降，从而稳定输出电压。它通常由参考电压、误差放大器、调整管、反馈分压网络和保护电路构成。

这篇博客不想堆参数表，而是沿着这张图，把 LDO 从“为什么需要”到“怎么用对”的逻辑串一遍。

SPX29302T5-L/TR数据手册

可调 LDO 通过电阻分压将输出电压的一部分反馈给误差放大器。放大器比较反馈电压 VFBV_{\text{FB}} 与参考电压 VREFV_{\text{REF}}，再调节调整管的导通程度，让输出回到目标值。在常见的分压连接中，若 R1R_1 从输出端接到反馈端，R2R_2 从反馈端接地，则：

VOUT=VREF(1+R1R2)V_{\text{OUT}}=V_{\text{REF}}\left(1+\frac{R_1}{R_2}\right)

固定输出版本通常把分压电阻集成在芯片内部，可调版本则允许用户通过外部电阻设定输出。

LDO 的关键在于低压差。传统线性稳压器可能需要较大的输入输出压差才能正常稳压，而 LDO 通常采用 PNP 或 PMOS 等调整管结构，在满足规定负载和温度条件时，可以用较小的压差维持输出。具体压差取决于器件类型、负载电流和工作条件，并不是所有 LDO 都能在满载时保持极低压差。

LDO 最大的优势是结构简单，没有 BUCK 那样的高频开关节点和功率电感，能够提供低噪声输出，并在合适条件下抑制上游电源的纹波。因此，它经常用于射频前端、PLL/VCO、高精度 ADC、音频 Codec 等对电源质量敏感的电路。

但 LDO 并不是高效率降压器件。由于输入电流和输出电流通常接近相等，输入输出电压差对应的功率主要转化为热量：

Pdiss≈(VIN−VOUT)IOUTP_{\text{diss}}\approx(V_{\text{IN}}-V_{\text{OUT}})I_{\text{OUT}}

忽略静态电流时，其效率近似为：

η≈VOUTVIN\eta\approx\frac{V_{\text{OUT}}}{V_{\text{IN}}}

例如，5V{5V} 转 3.3V{3.3V} 时，理想近似效率只有 66%；12V{12V} 转 3.3V{3.3V} 时，则只有约 27.5%。当输入输出压差较大且负载电流较高时，LDO 可能产生很大的热量。因此，设计时必须计算功耗，并根据封装热阻、PCB 铜面积、环境温度和最大结温判断是否能够安全工作。

七、LDO 数据手册与外围电路

选择 LDO 时，不能只看输出电压和最大输出电流。

首先需要检查压差（Dropout Voltage），即器件在指定负载下维持稳压所需的最小输入输出压差。输入电压最低值必须高于目标输出电压与实际所需压差之和，并留出必要余量。进入压差区后，输出调节能力和电源抑制能力都会下降。

其次是静态电流、接地电流、输出噪声和电源抑制比（PSRR）。静态电流会影响电池供电系统的待机功耗；输出噪声反映器件自身产生的噪声；PSRR 则衡量输入端纹波传递到输出端后被抑制的程度。PSRR 通常随频率、负载和输入输出压差变化，因此，如果 LDO 前面接的是开关电源，必须查看数据手册中目标开关频率附近的 PSRR 曲线，而不能只依赖某个低频条件下的标称值。

PSRR 可以表示为：

PSRR=20log⁡10(VIN,rippleVOUT,ripple)\text{PSRR}=20\log_{10}\left(\frac{V_{\text{IN,ripple}}}{V_{\text{OUT,ripple}}}\right)

例如，若某一频率下 PSRR 为 80dB{80dB}，输入纹波为 100mV{100mV}，理想情况下对应的输出纹波约为 10μV{10μV}。实际结果仍取决于频率、负载和输入输出压差等条件。

负载调整率和线路调整率分别反映负载电流、输入电压变化时输出电压的变化程度。裕量电压（Headroom Voltage）则是数据手册规定某些性能指标时采用的输入输出压差条件，它与压差的概念不同：压差描述维持稳压的边界，裕量描述相关性能指标成立的测试条件。实际设计应同时关注这两个参数。

外围电容也非常重要。输出电容不仅用于降低输出阻抗，还可能参与 LDO 内部环路的稳定性设计。不同器件对最小电容量、ESR 和电容类型的要求并不相同，不能简单认为所有 LDO 都能直接使用任意陶瓷电容。输入电容应尽量靠近芯片输入引脚，以减小供电路径阻抗和改善瞬态响应。对于可调 LDO，输出与反馈端之间有时可以增加前馈电容来改善动态响应，但必须遵守数据手册建议，并确认不会引起启动或稳定性问题。

PCB 布局同样影响实际性能。输入、输出电容应靠近对应引脚；反馈走线应短而直接，并远离开关节点及大电流路径；输入与输出电容的回流路径应保持低阻抗，避免与负载大电流共用容易引入压降和噪声的细长走线。对于带散热焊盘的器件，还需要根据数据手册正确布置铜箔和散热过孔。

八、BUCK 与 LDO 如何选择

BUCK 与 LDO 的根本区别，在于它们如何处理输入与输出之间多余的电压。BUCK 通过开关和储能元件传递能量，因此通常适合输入输出压差较大、负载电流较高、对效率要求较高的场景；LDO 则通过调整管消耗多余电压，结构简单、噪声低，适合压差较小或对电源纯净度要求较高的场景。

实际选型可以从四个维度判断。

  • 第一是效率与热设计：当压差大、负载电流高时，优先评估 BUCK
  • 第二是噪声与 EMI：对射频、时钟、音频和高精度模拟电路，需要评估开关噪声是否会影响系统
  • 第三是成本与空间：LDO 外围简单，但高压差下的散热可能需要更大封装或更多铜面积
  • 第四是动态响应与稳定性：两种方案都需要考虑负载瞬态、输出电容和控制环路，而不能只根据静态输出电压判断

对于输入输出压差很小的应用，例如锂电池电压略高于 3.3V{3.3V} 时，LDO 的效率可能接近 90%，在低噪声和简单性方面具有优势。相反，如果将 12V{12V} 直接降到 3.3V{3.3V} 且负载电流较大，LDO 的热损耗通常难以忽略，更适合考虑 BUCK。

更常见的工程方案是将两者组合使用：先通过 BUCK 高效地把输入电压降到接近目标值，再由 LDO 为敏感负载提供低噪声电源。这样既能减少 LDO 的压差损耗，又可以利用 LDO 的 PSRR 抑制部分上游开关纹波。不过，级联设计仍需验证 LDO 在实际开关频率处的 PSRR、最小输入裕量、热功耗和稳定性。

九、一个完整的 BUCK 设计实例

以 12V{12V} 输入、5V{5V} 输出、2A{2A} 负载、500kHz{500kHz} 开关频率为例，假设采用理想 CCM，并将电感电流纹波设为最大输出电流的 30%。

首先计算占空比：

D=VoVIN=512≈0.417D=\frac{V_o}{V_{IN}}=\frac{5}{12}\approx0.417

目标电感电流纹波为：

ΔIL=0.3×2=0.6A\Delta I_L=0.3\times2=0.6 \text{A}

由电感计算公式：

L=5(1−0.417)500×103×0.6≈9.7μHL=\frac{5(1-0.417)}{500\times10^3\times0.6} \approx9.7 \mu\text{H}

因此可以从标准值 10μH{10μH} 开始选型，再检查实际输入电压范围、纹波电流、峰值电流、饱和电流和温升。

如果输出纹波目标为 50mV{50mV}，并且先忽略 ESR 的影响，则电容的初步估算为：

Co≳ΔIL8fsΔVoC_o\gtrsim\frac{\Delta I_L}{8f_s\Delta V_o}

代入数据：

Co≳0.68×500×103×0.05=3,μFC_o\gtrsim\frac{0.6}{8\times500\times10^3\times0.05} =3,\mu\text{F}

这里的 3μF{3μF} 只是满足理想化容性纹波要求的估算值，并不代表实际电路只需要这么大的电容。实际设计还需考虑陶瓷电容的直流偏压降额、容差、ESR、负载瞬态和控制器推荐值，通常需要选取更大的有效电容量。

完成元件初选后，还要验证控制环路稳定性、MOSFET 和电感温升、输出纹波、负载阶跃响应以及电磁干扰。仿真适合帮助理解工作过程和缩小参数范围，但实际效率、相位裕度和温升最终仍需要结合硬件测试确认。

从 BUCK 到 LDO，可以看到两种不同的工程思路。BUCK 利用电感和电容储存、转移能量，以开关控制换取较高效率；LDO 则通过线性调整管消耗多余电压，以效率为代价换取简单的电路结构和较低的输出噪声。